Главная > Клубника > Магниторезонансный источник энергии. LLC Резонансный ИИП на базе IRS27952 Резонансный высоковольтный блок питания схема

Магниторезонансный источник энергии. LLC Резонансный ИИП на базе IRS27952 Резонансный высоковольтный блок питания схема

Полумостовой квазирезонансный блок питания

Для улучшения характеристик импульсных блоков питания, собранных на основе мостовых и полумостовых преобразователей, в частности, уменьшения вероятности возникновения сквозного тока и увеличения КПД, авторы предлагают переводить подобные источники в квазирезонансный режим работы. В описываемой статье приведен практический пример такого блока питания.

Часто для уменьшения габаритов и массы источники питания (ИП) с сетевым трансформатором заменяют импульсными преобразователями напряжения. Выигрыш от этого очевиден: меньшие масса и габариты, существенно меньший расход меди для моточных изделий, высокий КПД ИП. Однако у импульсных ИП есть и недостатки: плохая электромагнитная совместимость, возможность появления сквозного тока через транзисторы в двухтактных преобразователях, необходимость введения цепей защиты от перегрузки по току, сложность запуска на емкостную нагрузку без принятия специальных мер по ограничению зарядного тока.

Рассмотрим на примере двухтактного полумостового автогенераторного преобразователя напряжения , как в определенной мере можно исключить или уменьшить эти недостатки, изменив режим его работы. Переведем преобразователь в квазирезонансный режим работы, введя резонансный контур . Форма тока через первичную обмотку импульсного трансформатора в этом случае показана на рис. 1.

На рис. 2 приведены формы напряжения и тока для одного из коммутирующих транзисторов. Из рисунков видно, что преобразователь работает в квазирезонансном режиме - сквозной ток в этом случае отсутствует.

Напряжение на базе коммутирующего транзистора уменьшается и к окончанию импульса становится равным нулю. Таким образом, переход на квазирезонансный режим работы полностью устраняет динамические потери в коммутирующих транзисторах и проблемы, связанные с электромагнитной совместимостью чувствительных приборов с импульсным ИП, поскольку спектр генерируемых колебаний резко сужается.

Полумостовой преобразователь отличается от двухтактного мостового меньшим числом используемых транзисторов; от двухтактного со средним выводом - вдвое меньшим напряжением на транзисторах. Автогенераторный преобразователь отличается от преобразователей с задающим генератором, прежде всего, минимальным числом элементов, максимально возможным КПД, а применение насыщающегося вспомогательного трансформатора гарантированно исключает возможность появления сквозного тока.

Схема полумостового квазирезонансного ИП, лишенного перечисленных недостатков, показана на рис. 3.

(нажмите для увеличения)

Основные технические характеристики

Интервал изменения напряжения питающей сети, В....198...264
Максимальный КПД, %......92
Выходное напряжение, В, при сопротивлении нагрузки 36 Ом......36
Рабочий интервал частоты преобразования, кГц......12...57
Максимальная выходная мощность, Вт......70
Максимальная амплитуда пульсаций выходного напряжения с рабочей частотой, В......2,2

ИП содержит следующие узлы: помехоподавляющий фильтр С1C2L1, который предотвращает проникновение в питающую сеть высокочастотных пульсаций, создаваемых преобразователем; сетевой выпрямитель VD1 с фильтрующим конденсатором C3; цепи защиты от перегрузки и замыканий в нагрузке R1R2VD2K1U1VD3VD4R6R7C7. Цепь защиты потребляет незначительный ток, поэтому мало влияет на общий КПД источника, но при необходимости КПД можно несколько увеличить, заменив стабилитрон VD2 более высоковольтным. Резисторы R6 и R7 образуют делитель напряжения, необходимый для включения излучающего диода тиристорного оптрона. Если эти постоянные резисторы заменить одним переменным, можно в весьма широких пределах регулировать порог срабатывания защиты. Если предполагается питать нагрузку с большой емкостью (более 5000 мкФ), для исключения ложных срабатываний защиты следует увеличить емкость конденсатора С7, однако время ожидания до включения источника в этом случае возрастет.

Элементы R3, R4, С4, С5 образуют делитель напряжения. Резисторы R3, R4 необходимы для разрядки конденсаторов фильтра C3 и делителя С4С5 после выключения блока питания. Конденсатор С6 и дроссель L2 - резонансная цепь. Запускающая цепь точно такая же, как и в устройстве, описанном в статье . Она состоит из транзистора VT3, резисторов R10-R12 и конденсатора С10. Транзистор VT3 работает в лавинном режиме. Запускающий импульс открывает транзистор VT2, обеспечивая первоначальную асимметрию.

Диоды VD5-VD8 - выходной выпрямитель с фильтрующими конденсаторами C8, C9. Светодиод HL1 индицирует наличие напряжения на выходе ИП. Автогенерация колебаний происходит в результате действия положительной обратной связи с обмотки III трансформатора Т1 на обмотку III трансформатора Т2 через токоограничивающий резистор R9. При уменьшении его сопротивления частота преобразования снижается, что ведет к смещению максимума КПД источника в сторону большей мощности нагрузки.

В устройстве применены конденсаторы К73-17 (C1, C2, C6, C9, С10), К73-11 (C4, C5), К50-32 (C3), К50-24 (C7, C8). Все резисторы - C2-23. Вместо указанных конденсаторов и резисторов возможно применение других компонентов, однако конденсаторы следует выбирать с минимальным тангенсом угла диэлектрических потерь в рабочем интервале частоты преобразования ИП.

Диодный мост VD1 - любой с допустимым прямым током более 1 А и допустимым обратным напряжением не менее 400 В, например BR310. Не исключено и применение дискретных диодов, например КД202Р, соединенных по мостовой схеме. В устройстве лучше всего использовать транзистор КТ315Г (VT3) - с ним запускающая цепь будет работать сразу же, транзистор КТ315Б придется подбирать, а транзисторы КТ315А, КТ315В лучше не применять. Транзисторы КТ826В (VT1, VT2) заменимы любыми из серий КТ826 или КТ812А, КТ812Б. Вследствие малых потерь транзисторы можно не устанавливать на теплоотводы. Диоды выходного выпрямителя КД213А (VD5-VD8) допустимо заменить на КД213Б, КД213В или серий КД2997, КД2999. Их следует установить на теплоотвод с площадью охлаждающей поверхности не менее 10 см2.

В ИП применено электромагнитное реле постоянного тока GBR10.1-11.24 с рабочим напряжением 24 В, способное коммутировать переменный ток 8 А в цепях с напряжением до 250 В. Его можно заменить любым другим с допустимым коммутируемым переменным током не менее 1 А в цепях с напряжением 250 В. Однако желательно применить реле с минимальным током включения для повышения КПД блока питания, поскольку чем меньше ток срабатывания, тем большее сопротивление должны иметь резисторы R1, R2 и меньшая мощность будет рассеиваться на них.

Дроссели L1, L2 и трансформатор Т1 использованы готовые - от старой вычислительной машины ЕС1060: L1 - И5, L2 - 4777026 или 009-01, Т1 - 052-02. Их можно изготовить и самостоятельно. Дроссель L1 наматывают (одновременно две обмотки) на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита (например, марок М2000НМ-А или М2000НМ1-17) или альсифера. Его обмотки содержат по 315 витков провода ПЭВ-2 0,3.

Резонансный дроссель L2 наматывают на кольцевом магнитопроводе К20х10х5 из феррита М2000НМ-А. Его обмотка содержит 13 витков провода ПЭВ-2 0,6.

Трансформатор T1 наматывают на кольцевом магнитопроводе К45х28х8 из феррита М2000НМ1-17. Обмотка I содержит 200 витков провода ПЭВ-2 0,6, обмотка II - 35 витков провода ПЭВ-2 1, обмотка III - 5 витков провода ПЭВ-2 0,6. Порядок намотки обмоток на магнитопровод произвольный. Между обмотками необходимо проложить слой изоляции, например, фторопластовой ленты. Кроме того, трансформатор следует пропитать, например, парафином от свечей или церезином. Это не только повысит электрическую прочность изоляции, но и уменьшит гул, создаваемый источником на холостом ходу.

Трансформатор T2 наматывают на кольцевом магнитопроводе К20х10х5 из феррита М2000НМ-А. Обмотки I и II содержат по семь витков провода ПЭВ-2 0,3 (их наматывают одновременно в два провода), а обмотка III - девять витков провода ПЭВ-2 0,3.

Конструкция ИП может быть произвольная, взаимное расположение элементов на плате не критично. Важно лишь обеспечить хороший приток воздуха к полупроводниковым приборам естественной конвекцией или установить ИП внутри питаемого устройства вблизи вентилятора.

В налаживании описанный ИП практически не нуждается, хотя стоит удостовериться, что преобразователь работает в квазирезонансном режиме. Для этого к выходу блока питания подключают эквивалент нагрузки - резистор мощностью 100 Вт и сопротивлением 36 Ом. Последовательно с конденсатором С6 включают дополнительный резистор сопротивлением 0,1... 1 Ом и мощностью 1...2 Вт. К дополнительному резистору подключают щупы осциллографа: общий - к средней точке делителя напряжения R3R4C4C5, сигнальный - к конденсатору С6. Необходимо убедиться, что осциллограф гальванически не связан с сетью. Если связан, к сети его следует подключить через разделительный трансформатор с коэффициентом трансформации 1:1. В любом случае необходимо соблюдать правила техники безопасности. Подав питание на ИП, убеждаются в наличии колоколообразных импульсов тока с паузой на нуле. Если форма импульсов отличается от показанной на рис. 1, необходимо подобрать число витков дросселя L2 до получения резонанса.

На дополнительном резисторе сопротивлением 0,1 Ом амплитуда импульсов должна быть около 0,1 В. Теперь следует сравнить форму тока и напряжения на коммутирующем транзисторе VT2 с приведенными на рис. 2 графиками. Если они близки по форме, ИП работает в квазирезонансном режиме.

Порог срабатывания защиты можно изменить. Для этого подбирают сопротивление резистора R7 так, чтобы защита срабатывала при требуемом токе нагрузки. Если необходимо, чтобы ИП отключался при мощности в нагрузке меньше 70 Вт, сопротивление резистора R7 следует уменьшить.

Для ограничения тока зарядки конденсатора C3 в момент включения рекомендуем в разрыв любого сетевого провода подключить резистор сопротивлением 5,6... 10 Ом мощностью 2Вт.

Литература

Барабошкин Д. Усовершенствованный экономичный блок питания. - Радио, 1985, № 6, с. 51,52.
Коновалов Е. Квазирезонансный преобразователь напряжения. - Радио, 1996, №2, с. 52-55.

Смотрите другие статьи раздела .

Эта статья была подготовлена на основе материалов, присланных Александром Германовичем Семеновым , директором научно-производственного российско-молдавского предприятия "Элкон" , г.Кишинев. В подготовке статьи также участвовал главный инженер предприятия Александр Анатольевич Пенин . Александр Германович пишет:
"Специализируясь в области источников питания, нам удалось создать способ построения резонансных преобразователей с глубокой регулировкой выходных параметров, отличающийся от известных до сих пор. На данный способ получен международный патент. Наиболее полно преимущества способа проявляются при построении мощных - от 500 и до десятков киловатт - источников. Преобразователь не требует схем быстрой защиты от КЗ на выходе так как в нем практически не возникает режима разрыва тока ключей в любом режиме. Также устранена возможность возникновения сквозных токов. Поскольку физически (без обратных связей) преобразователь является источником тока, то появилась возможность перенести конденсатор фильтра питающего сетевого выпрямителя на выход преобразователя, что позволило получить коэффициент мощности на уровне 0.92-0.96 в зависимости от нагрузки. Частота резонансного контура не меняется, а это дает возможность эффективной фильтрации излучений преобразователя по всем направлениям. Практическая реализация осуществлена в виде источников тока для электрохимзащиты - станций катодной защиты марки "Элкон". Мощность 600, 1500, 3000 и 5000 ватт. КПД в номинальном режиме на уровне 0.93-095. СКЗ прошли сертификационные испытания в НПО "ВЗЛЕТ". Идет медленное, тягучее внедрение. Все это подтверждает жизненность идеи. Однако, как мне кажется, для достижения коммерческого успеха необходима популяризация идеи с целью привлечения к ней внимания".
Что ж, помочь коллегам всегда приятно, тем более, что идея, заложенная в основу продукции "Элкон", отличается новизной.

В настоящее время приборы и устройства силовой электроники, разрабатываемые для профессионального применения, активно оптимизируют по таким критериям, как масса, габариты, коэффициент полезного действия, надежность, стоимость. Эти требования неуклонно ужесточаются, то есть заказчик хочет иметь прибор с минимальными габаритами и массой, и при этом - с высоким КПД, высокой надежностью и низкой стоимостью .

С целью улучшения потребительских свойств изделий приходится прибегать к известным мерам: повышать рабочие частоты преобразования, уменьшать потери мощности на силовых элементах, снижать или исключать динамические перегрузки в силовой части схемы. Зачастую эти меры противоречат друг другу, и для достижения определенных результатов разработчик идет на некоторый, порой весьма непростой, компромисс . Поэтому дальнейшая оптимизация параметров преобразовательной техники возможна только с помощью перехода на новые принципы построения этих устройств.

Чтобы понять, принципиально чем отличается способ регулирования напряжения, предлагаемый "Элкон", какая новизна заключена в нем, вначале поговорим о традиционном построении регуляторов. Преобразователи постоянного напряжения в постоянное (DC/DC преобразователи), являющиеся значительным по объему классом устройств из области силовой электроники, традиционно строятся по следующей схеме: первичное звено осуществляет преобразование постоянного напряжения в переменной высокой частоты; вторичное звено осуществляет преобразование переменного напряжения в постоянное. В составе преобразователя обычно имеется регулятор, управляющий величиной выходного постоянного напряжения или поддерживающий его на требуемом уровне.

Высокочастотное преобразование может осуществляться при помощи различных схем, но если говорить о двухтактных схемах, то здесь можно назвать два типа: схемы с прямоугольной формой тока силовых ключей и резонансные с синусоидальной (или квазисинусоидальной) формой тока ключей.

Эффективность работы преобразователей в значительной степени определяется динамическими коммутационными потерями на силовых элементах при коммутации рабочих значений токов. Опыт разработки преобразователей мощностью более 100 Вт показывает, что снизить эти потери удается в основном за счет использования коммутационных элементов (транзисторов) с низким временем переключения и за счет формирования правильной траектории их переключения. Существующая на сегодняшний момент элементная база, конечно, обладает достаточно высокими динамическими характеристиками, но, тем не менее, они еще далеки от идеальных. Поэтому часто технологические ограничения приводят к значительным перенапряжениям на элементах силовой схемы, а значит, снижается общая надежность преобразователя .

Формирование правильной траектории переключения - немаловажная задача, которая также в значительной степени может снизить коммутационные перенапряжения. Этот метод обеспечивает так называемую "мягкую" коммутацию путем перераспределения энергии между собственно силовой частью коммутационного элемента (транзисторного ключа) и формирующим элементом. Уменьшение потерь происходит за счет возврата накопленной ими энергии . Напомним, что известными представителями формирующих элементов являются всевозможные RCD-цепи, гасящие резисторы, снабберы и т.д.

Практика разработки реальных преобразователей показывает, что при создании устройства с номинальной мощностью сотни-тысячи ватт приходится буквально "даться" за каждый ватт эффективной мощности, в максимальной степени снижать тепловые потери, снижающие общий КПД преобразователя.

Еще одна проблема относится к необходимости наличия быстродействующей защиты от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке. Проблема состоит, главным образом, в том, что слишком быстродействующая защита становится слишком подверженной ложным срабатываниям, отключая преобразователь даже тогда, когда никакой опасности для него не возникает. Слишком медленная защита устойчива к ложным срабатываниям, но едва ли защитит прибор. Приходится тратить немало усилий на проектирование оптимальной защиты.

В связи с вышеизложенным, классический высокочастотный преобразователь оказывается не совсем отвечающим современным требованиям, предъявляемым к силовой преобразовательной технике. Возникает необходимость поиска новых способов построения этих приборов.

В последнее время инженеры обратили внимание на резонансные преобразователи, как на устройства с большими потенциальными возможностями. В резонансных преобразователях принципиально меньше динамические потери, они создают гораздо меньше помех, поскольку переключение происходит не прямыми фронтами, богатыми гармониками, а с гладкой формой сигнала, близкой к синусоидальной , . Резонансные преобразователи более надежны, им не требуется быстродействующая защита от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке, потому как ограничение тока КЗ происходит естественным образом. Правда, из-за синусоидальной формы тока несколько возрастают статические потери в силовых элементах, но поскольку резонансные преобразователи не столь требовательны к динамике переключения силовых элементов, могут быть использованы IGBT транзисторы standard-класса, у которых напряжение насыщения меньше, чем у warp-speed IGBT-транзисторов. Можно вспомнить и о СИТ-транзисторах и даже о биполярных, хотя, на взгляд автора сайта, о последних лучше в данном контексте не вспоминать.

С точки зрения построения силовой схемы резонансные преобразователи получаются простыми и надежными. Однако до сих пор они не смогли вытеснить обычные полумостовые и мостовые преобразователи из-за принципиальных проблем с регулированием выходного напряжения . Обычные преобразователи использую принцип регулирования на основе широтно-импульсной модуляции (ШИМ), и здесь не возникает никаких сложностей. В резонансных же преобразователях использование ШИМ и других специальных методов (например, частотного регулирования за счет изменения частоты коммутации) приводит к увеличению динамических потерь, которые в некоторых случаях становятся соразмеримыми или даже превышающими потери в классических преобразователях. Использование же формирующих цепей оправдывает себя в ограниченном диапазоне частот и при очень небольшой глубине регулирования. Встречается несколько более эффективный способ, основанный на значительном уменьшении частоты коммутации, приводящей к уменьшению среднего тока нагрузки, а значит, и выходной мощности. Но этот способ частотного регулирования также можно назвать компромиссным, а значит, недостаточно удовлетворяющим современным требованиям .

И все же резонансные преобразователи оказались настолько заманчивыми, что было придумано еще несколько способов повысить их КПД и глубину регулирования. Увы, и эти идеи показали себя недостаточно эффективными. Использование дополнительного импульсного регулятора, устанавливаемого на выходе, приводит к необходимости использования еще одного звена преобразования, а значит, снижает КПД . Конструкция с переключением витков трансформатора опять-таки значительно усложняет преобразователь, повышает его стоимость и делает невозможным использование в областях широкого потребления.

Из сказанного можно сделать вывод, что основная проблема, мешающая широкому распространению резонансных преобразователей, кроется в создании эффективного способа глубокого регулирования выходного напряжения. Если эта проблема будет решена, удастся значительно улучшить характеристики устройств силовой электроники, их дальнейшему распространению в уже освоенные и новые области применения преобразовательной техники.

Специалистам предприятия "Элкон" удалось в значительной степени продвинуться в исследованиях способа регулирования путем уменьшения частоты коммутации. Именно данный способ был взят за основу, так как в нем сохраняется основное достоинство резонансной схемы - коммутационные переключения при нулевом токе. Изучение процессов, происходящих в обычном резонансном преобразователе, позволило уточнить его схему и найти более эффективный механизм регулирования в широком диапазоне нагрузок и приемлемом диапазоне частот, что составило основу международного патента . Помимо этого удалось достигнуть одинаковой амплитуды токов силовых транзисторов как в режиме номинальной нагрузки, так и в режиме КЗ, отсутствия сквозных токов через силовые транзисторы даже на максимальной частоте коммутации, "мягкой" нагрузочной характеристики (гораздо лучше, чем у обычного резонансного преобразователя).

Полная схема модернизированного резонансного преобразователя является предметом "ноу-хау" предприятия "Элкон", однако, чтобы читателю было понятно, в чем заключается усовершенствование, далее приводятся сведения из патента "Способ регулируемого резонансного преобразования постоянного напряжения".

Изобретение предназначается для реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых высокочастотных транзисторных резонансных преобразователей напряжения различного применения. Это могут быть сварочные преобразователи, установки индукционного нагрева, радиопередающие устройства и другое.

Имеется прототип регулируемого резонансного преобразователя напряжения, опубликованный в . В прототипе: создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации силовых ключей Тк; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передачи части энергии в нагрузку с выпрямителем; регулирование напряжения осуществляется за счет расстройки от резонанса с периодом собственных колебаний То частоты коммутации ключей Тк, близкой к То.

Как уже было сказано выше, расстройка приводит к значительному увеличению динамических потерь и в целом снижает надежность преобразователя, так как при расстройке утрачивается главное достоинство резонансного преобразователя - коммутация при нулевых токах. Все это приводит к тому, что способ целесообразно использовать только в маломощных преобразователях.

Имеется более близкий прототип, опубликованный в работе . В данном прототипе также создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации ключей Тк, но Тк>То; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем; выходное напряжения регулируется за счет изменения периода коммутации Тк. Однако здесь избыток энергии емкостного накопителя возвращается обратно в источник питания за счет разряда емкостного накопителя через нагрузку, а ограничение фронта импульсов тока силовых ключей осуществляется с помощью дополнительных индуктивных накопителей. Этот способ сохраняет главное достоинство резонансного преобразователя - возможность коммутации силовых ключей при нулевых токах.

К сожалению, этот прототип также обладает рядом недостатков. Одним из принципиальных недостатков является увеличение тока ключей в случае возникновения перегрузок или КЗ в цепи нагрузки при номинальной или максимальной частоте. Так как в этом случае индуктивные элементы запасают большое количество энергии, она не успевает полностью вернуться в источник питания за небольшой период (Tк-То)/2. Еще один недостаток - принудительное обрывание тока через ключи несмотря на то, что фронт коммутации задан. Здесь возникает необходимость наличия сложной защиты ключевых элементов, сужает общий диапазон регулирования напряжения, что ведет к сужению области применения преобразователя.

Устройство, с помощью которого можно реализовать данный способ, представляет собой обычный резонансный полумостовой преобразователь с емкостным делителем напряжения (емкостным накопителем) и индуктивным накопителем, включенных с нагрузкой между стойкой транзисторов полумоста и средним выводом емкостного делителя. Дополнительные индуктивные накопители включаются в ветви или в контура каждого ключевого элемента.

Устройство, предложенное предприятием "Элкон", решает задачу обеспечения большого диапазона регулирования напряжения нагрузки и, таким образом, расширяет область его применения. В новом способе можно найти некоторые аналогии с прототипами и : создаются колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, причем Тк>То, также используются емкостной и индуктивный накопитель с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем, также осуществляется возврат избытка энергии емкостного накопителя обратно в источник, регулировка напряжения осуществляется за счет изменения Тк. Новизна способа состоит в том, что одновременно с первыми колебаниями создаются вторые колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, с использованием того же емкостного накопителя и второго индуктивного накопителя с потреблением энергии от емкостного накопителя и передачей энергии в нагрузку с выпрямителем.

Главной особенностью предложенного способа является одновременное протекание токов первого и второго колебаний через ключевые элементы таким образом, что суммарный ток через них не терпит разрыва, что и позволяет возвращать энергию индуктивных накопителей на максимальной частоте даже при возникновении КЗ. При этом амплитуда тока ключевых элементов остается на уровне номинальных значений. Этот способ "работает" во всем диапазоне периодов коммутации Тк, что успешно решает проблему резонансного преобразователя.

Устройство, показанное на рисунке 1 , содержит управляемый задающий генератор импульсов (1), выходы которого соединены с затворами транзисторов (2) и (3), образующими полумостовую стойку (плечо полумоста). Общая точка соединения транзисторов (2) и (3) через емкостной накопитель (резонансный конденсатор), обозначенный (5), подключена к одному из выводов трансформаторно-выпрямительной нагрузки (6). Индуктивные накопители (резонансные дроссели), обозначенные (7) и (8), соединены последовательно. Их общая точка соединения подключена к другому выводу нагрузки (6). Источник питающего напряжения (9) соединен с нижним выводов дросселя (7) и эмиттером транзистора (2). Верхний вывод дросселя (8) соединен с коллектором транзистора (3).

На рисунке 2 показаны графики, отражающие работу этого резонансного преобразователя. Задающий генератор (1) вырабатывает парафазные управляющие импульсы, показанные на рис.2 а-б , длительностью То/2 и регулируемым периодом коммутации Тк, которые по очереди открывают транзисторы (2) и (3). В установившемся режиме работы преобразователя, в момент времени t1 подается импульс управления на транзистор (2), при этом через него начинает протекать синусоидальный импульс тока I1, показанный на рис.2 в , - так называемые "первые колебания". Одновременно с ним через антипараллельный (оппозитный) диод (4) транзистора (3) продолжает протекать ток I2 - "вторые колебания".

рисунок 3
Первый такт работы схемы

На рисунке 3 показан первый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t1…t2). Резонансный конденсатор (5) с напряжением U5, график которого приведен на рис.2 г ., перезаряжается через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6), включающую трансформатор (6.1), выпрямитель (6.2) и собственно нагрузку (6.3). Первый резонансный дроссель (7) накапливает энергию. В то же время резонансный конденсатор (5) разряжается через второй резонансный дроссель (8) с напряжением U8, график которого приведен на рис.2 д . Дроссель (8) накапливает энергию в соответствии с полярностью, указанной на графике.

рисунок 4
Второй такт работы схемы

На рисунке 4 показан второй такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t2…t3). Резонансный конденсатор (5) продолжает перезаряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7). Также резонансный конденсатор (5) перезаряжается через второй резонансный дроссель (8), который уже отдает энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 5
Третий такт работы схемы

На рисунке 5 показан третий такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t3…t4). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) с напряжением U7, показанным на графике рис.2 е . В то же время резонансный конденсатор (5) уже заряжается от второго резонансного дросселя (8), который продолжает отдавать энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 6
Четвертый такт работы схемы

На рисунке 6 показан четвертый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t4…t5). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7), который уже отдает энергию в соответствии с указанной на рисунке полярностью. В то же время резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться от второго резонансного дросселя (8).

На рисунке 8 показан шестой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t6…t7). Резонансный конденсатор (5) уже отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) в источник питания (9). Ток I1 при этом меняет свое направление.

рисунок 9
Седьмой такт работы схемы

На рисунке 9 показан седьмой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t7…t8). Импульс управления подается на транзистор (3), при этом начинает протекать синусоидальный импульс тока I2 согласно рис.2 в , через этот транзистор ("второе колебание"). Также продолжает протекать ток I1 через антипараллельный диод (10) транзистора (2) - "первое колебание". Резонансный конденсатор (5) отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) - в источник питающего напряжения (9) и во второй резонансный дроссель (8).

На рисунке 11 показан девятый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t9…t10). Все накопители отдают свою энергию.

На рисунке 13 показан заключительный такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t11…t1). Идет разряд резонансного конденсатора (5), далее процессы повторяются.

Обратите внимание: на интервале времени t6- t7 идет возврат энергии в источник, поскольку ток I1 меняет свое направление. Отрицательная амплитуда тока I1 определяется нагрузкой преобразователя. Этот факт определяет дополнительные преимущества способа - амплитуда тока через ключи не увеличивается вплоть до короткого замыкания в нагрузке. Также полностью отсутствует проблема сквозных токов, что упрощает и делает надежным управление транзисторов. Отпадает и проблема создания быстрых защит для предотвращения режима КЗ.

Эта идея была положена в основе опытных образцов, а также серийных изделий, которые в настоящее время производит "Элкон". К примеру, преобразователь напряжения мощностью 1, 8 кВт, спроектированный для станции катодной защиты подземных трубопроводов, получает питание от однофазной сети переменного тока 220 В 50 Гц. В нем применены силовые транзисторы IGBT типа IRG4PC30UD класса ultra-fast со встроенным оппозитным диодом, емкость резонансного конденсатора (5) составляет 0,15 мкФ, индуктивность резонансных дросселей (7) и (8) - по 25 мкГн. Период собственных колебаний То составляет 12 мкс, коэффициент трансформации трансформатора (6.1) - 0,5, что определяет диапазон номинальной нагрузки (0,8…2,0) Ом. Для минимального значения периода коммутации Тк, равного 13 мкс (при частоте коммутации fk равной 77 кГц) и нагрузке 1 Ом амплитуды токов I1 и I2 соответственно составляют плюс 29 А и минус 7 А. Для нагрузки 0,5 Ом амплитуды токов I1 и I2 составили соответственно плюс 29 А и минус 14 А. В случае КЗ эти значения составляют плюс 29 А и минус 21 А, средний ток через нагрузку составляет 50 А, то есть проявляется эффект ограничения тока КЗ.

На рисунке 14 показано семейство регулировочных характеристик преобразователя. Важно отметить, что во всем диапазоне частоты коммутации переключающие импульсы подаются при нуле токов. Эти результаты были получены в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1, затем проверены на натурном макете.

Для сравнения, на рисунке 15 представлено семейство регулировочных характеристик аналогичного по мощности классического резонансного преобразователя. Минимальный период коммутации Тк увеличен из-за возникновения сквозных токов и составляет 14 мкс (при частоте коммутации fк равной 72 кГц). Для этой номинальной частоты выполняется режим коммутации в нуле тока. Для сопротивления нагрузки 1 Ом амплитуда тока нагрузки равна 30А, для сопротивления 0.5 Ом амплитуда равна уже 58А. В случае КЗ амплитуда тока через транзисторы становится более 100 А, причем коммутация силовых транзисторов происходит уже не в нуле токов, а средний ток нагрузки становится более 180 А. Таким образом, как было указано ранее, возникает необходимость в быстрой защите от КЗ для исключения аварии.

Участок регулирования "А" (тонкие линии) характеризует режим коммутации не в нуле тока. Практический интерес представляет участок регулирования "Б", когда частота коммутации меньше номинальной в два и более раз. Можно отметить, что глубина регулирования указанным способом для классического преобразователя значительно меньше, чем в преобразователе "Элкон", а необходимость работы на более низкой частоте коммутации ухудшает удельные энергетические показатели классического преобразователя. Предлагаемый преобразователь "Элкон" обладает практически приемлемыми регулировочными характеристиками и диапазоном изменения частоты коммутации.

Учитывая мягкую нагрузочную характеристику, возможно регулирование выходного напряжения на фиксированной частоте за счет фазового регулирования двух преобразователей, соединенных параллельно по переменному напряжению. Этот вариант проверен на макете мощностью 1.2 кВт. Выходное напряжение изменяется от нуля до максимального.

Полученные результаты позволяют предположить, что преобразователи напряжения, использующие новый способ резонансного преобразования, найдут более широкое применение во всех областях использования обычных преобразователей с ШИМ регулированием на десятки и более кВт.

А теперь - немного о серийной продукции. Предприятие "Элкон" производит:
- станции катодной защиты мощностью 0.6, 1.5, 3.0 и 5.0 кВт., с КПД в номинальном режиме не хуже 93%;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 5.0 и 8.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 12 кВт с питанием от трехфазной сети 380 вольт 50 Гц;
- источники для нагрева кузнечных заготовок мощностью 7.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- преобразователи для высоковольтной солнечной батареи мощностью 5.0 кВт с входным напряжением от 200 до 650 В и выходным напряжением 400 В; при модуляции выходного напряжения преобразователя по синусоидальному закону частотой 100 Гц и последующем распределении полуволн осуществлена передача электроэнергии от солнечной батареи в сеть 220 вольт 50 Гц.
Сотрудники предприятия надеются, что данная идея вдохновит также и опытных радиолюбителей, которые заняты конструированием сварочной техники.

ЛИТЕРАТУРА
Мещеряков В.М. Силовая электроника- эффективный способ решения проблем региональной программы "Энергоресурсосбережения"//Электротехника. 1996. 12.с.1.
Высокочастотные транзисторные преобразователи./Э.М.Ромаш, Ю.И.Драбович, Н.Н.Юрченко, П.Н.Шевченко -М.:Радио и связь,1988.-288с.
Гончаров А.Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 1998. 2.с.50.
Ковалев Ф.И., Флоренцев С.Н. Силовая электроника: вчера, сегодня, завтра //Электротехника. 1997. 11.с.2.
Дмитриков В.Ф. и др. Новые высокоэффективные отечественные источники электропитания с бестрансформаторным входом // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Патанов Д.А. Общие проблемы снижения коммутационных потерь в инверторах напряжения // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Жданкин В.К. Устройства силовой электроники фирмы Zicon Electronics // Cовременные технологии автоматизации. 2001.N1.с.6.
Белов Г.А. Высокочастотные тиристорно-транзисторные преобразователи постоянного напряжения. -М.: Энергоатомиздат,1987.-120с.
Патент PCT, WO94/14230, 23.06.94, H02M 3/335.
Патент PCT/MD 03/00001. 16.05.2002, H02M3/337 Что пишут

Сетевой источник питания - один из самых ответственных узлов в структуре электронной аппаратуры. Наиболее важные параметры сетевого преобразователя: рабочий диапазон входного напряжения, потребляемая мощность в дежурном режиме, габаритные размеры, надежность, электромагнитная совместимость и себестоимость. Подавляющее большинство современной аппаратуры с питанием от сети использует импульсные источники питания.

Введение

Проблемы энергосбережения и энергоэффективности — среди наиболее актуальных в мировой энергетике. Одним из важнейших путей повышения КПД устройства является увеличение эффективности импульсных преобразователей источника питания. Повышение КПД и плотности мощности — доминирующие факторы при разработке AC/DC-преобразователей.

Особенностью компьютерных источников питания, а также других источников питания бытовой электронной аппаратуры является изменение потребления в широких пределах в зависимости от режима работы и активности разных модулей системы. В персональном компьютере реализован режим управления энергопотреблением за счет понижения тактовой частоты, отключения питания дисплея, винчестера или перевода ПК в дежурный или спящий режим. Диапазон потребления — от нескольких ватт (дежурный режим) до нескольких сот ватт. В ЖК-телевизорах с динамической светодиодной подсветкой или плазменных панелях ток потребления определяется яркостью текущего изображения на экране. Обеспечение высокой эффективности преобразования для всех режимов — непростая задача.

Энергоэффективная электроника

В последние десять лет рядом правительственных организаций и инициативных объединений разработаны критерии для оценки эффективности источников питания электронной аппаратуры. Основная цель требований — контроль и существенное понижение уровня потребления современной бытовой электронной аппаратуры. Производители аппаратуры должны сертифицировать свою продукцию в соответствии с этими требованиями.

Программа Energy Star

Energy Star — это совместная программа Агентства защиты окружающей среды США (Environmental Protection Agency, EPA) и департамента энергии. Цель программы — обеспечение эффективного использования вырабатываемой электрической энергии и уменьшение вредного воздействия на окружающую среду. Одним из направлений программы Energy Star является разработка базовых требований для сертификации потребления бытового электронного оборудования, в частности, компьютеров, мониторов, факсимильных аппаратов, копировальной техники, телевизоров, аудиокомплексов, систем кондиционирования помещений, холодильников и прочей бытовой техники. Разработка новых пороговых требований по потреблению бытовых электронных устройств вынудила производителей использовать новые энергосберегающие решения, что привело к появлению нового класса электронных устройств с пониженным потреблением электроэнергии. Например, уже в 2002 году, благодаря активному внедрению стандартов Energy Star, было сэкономлено только в США более 100 млрд кВт ч электроэнергии.

Документы Energy Star, регламентирующие уровни требований к энергоэффективности электронного оборудования:

Energy Star v5.0 Desktop Computers and Workstations (with 80 PLUS certified power supplies);
Energy Star v1.0 Datacenter Servers (with 80 PLUS certified power supplies);
Energy Star v5.0 LCD Monitors.

80 PLUS — новые стандарты экономичности блоков питания

Ранее КПД большинства блоков питания системных блоков составлял около 80%. Благодаря деятельности инициативной группы комитета 80 PLUS была принята новая единая система стандартов экономичности для производителей блоков питания. Эти компании были вынуждены улучшить показатели эффективности, чтобы получить сертификацию для допуска на рынки ведущих стран.

В документах определены желательные уровни эффективности преобразования для трех различных режимов нагрузки преобразователя (20, 50 и 100%) (таблица). В соответствии с этими уровнями определены четыре класса экономичности приборов: бронзовый, серебряный, золотой и платиновый:

80 PLUS E-Star 4.0 — КПД 80% при всех уровнях нагрузки БП.
80 PLUS Bronze — КПД 82% при слабой (20%) и сильной (100%) нагрузке на БП и КПД 85% при средней (50%) нагрузке на БП.
80 PLUS Silver — КПД 85% при слабой и сильной нагрузке на БП и КПД 88% при средней нагрузке на БП.
80 PLUS Gold — КПД 87% при слабой и сильной нагрузке на БП и КПД 90% при средней нагрузке на БП.

Таблица. Сертификационные уровни эффективности по 80 PLUS

80 PLUS Тип тестирования	115 В без внутреннего резервирования			230 В с внутренним резервированием
Уровень нагрузки	20%	50%	100%	20%	50%	100%
80 PLUS	80%	80%	80%	Не определены
80 PLUS Bronze	82%	85%	82%	81%	85%	81%
80 PLUS Silver	85%	88%	85%	85%	89%	85%
80 PLUS Gold	87%	90%	87%	88%	92%	88%
80 PLUS Platinum	90%	92%	89%	90%	94%	91%

В 2006 году организация Energy Star включила требования 80 PLUS в свои нормативные документы Energy Star 4.0 компьютерных спецификаций. Уже в ноябре 2006-го и феврале 2007 года компании HP и Dell сертифицировали свои компьютерные блоки питания на соответствие требованиям 80 PLUS.

Архитектура импульсного источника питания

Типовой сетевой компьютерный ATX импульсный источник питания (switch mode power supply, SMPS) должен обеспечивать выходное напряжение 12 В и ток 20 А.

Основная область применения — источник питания компьютерной аппаратуры (системного блока РС), других компьютерных устройств, телекоммуникационного оборудования, ЖК-телевизоров, плазменных панелей, светодиодных светильников и зарядных устройств. Основная цель — эффективное преобразование, уменьшение размеров, уровня ЭМИ, а также потерь мощности и тепловыделения.

Исходные данные

Универсальный диапазон входного напряжения — от 90 до 265 В AC при частоте от 47-63 Гц. Это означает, что источник сможет работать в любой стране с любым номиналом сетевого напряжения, а также при отклонениях от номинала по напряжению и частоте. Выходное напряжение и ток — 12 В/20 А. Потребление от сети — 50 мA в выключенном режиме; 100 мA в режиме сна; 5 A в активном режиме.

Предложенная архитектура, показанная на рис. 1, имеет трехступенчатую структуру:

Корректор коэффициента мощности.
Контроллер импульсного преобразователя напряжения.
Синхронный выпрямитель источника вторичной цепи.

Рис. 1. Структурная схема импульсного источника питания на 240 Вт

Выбранная архитектура основана на использовании трех эффективных ступеней преобразования энергии. Первая ступень — универсальный входной активный корректор коэффициента мощности с выходным напряжением 385 В на контроллере NCP1397B. Вторая ступень — полумостовой резонансный LLC-конвертор. Во вторичной цепи +12 В этого источника применяется схема синхронного выпрямления, построенная на микросхеме контроллера NCP4303 ON Semiconductor.

Архитектура, выбранная для данного проекта, позволяет оптимизировать системные ресурсы, с тем чтобы обеспечить максимальную эффективность преобразования энергии и выполнить исходные требования к источнику питания. Архитектура позволяет также снизить цену, уменьшить сложность устройства и увеличить его надежность.

Первая ступень. Корректор коэффициента мощности

Применение технологии корректировки коэффициента мощности (ККМ) является одним из ключевых аспектов при разработке эффективных и мощных сетевых источников питания. Подавляющее число бытовых и промышленных потребителей электроэнергии используют в настоящее время импульсные сетевые преобразователи, AC/DC-конверторы. Типовая структура сетевого преобразователя содержит диодный мост, емкостной фильтр, а также преобразователи выходных стабилизированных напряжений. При необходимости AC/DC-конверторы также могут содержать и гальваническую развязку от сети.

Эффективность преобразования определяется эффективностью базовых узлов — выпрямителя с фильтром и DC/DC-конверторов. Слабым по части эффективности энергопередачи является звено «диодный мост - конденсатор». Заряд емкости и, следовательно, потребление энергии от сети производится только в короткие фазы во время «верхушек» синусоид сетевого напряжения. А передача энергии из накопительной емкости в нагрузку может происходить неравномерно по времени.

Для обеспечения требуемой токовой нагрузки емкость конденсатора должна быть довольно большой. По мере возрастания мощности преобразователя проблема становится критической. При зарядке большой накопительной емкости в короткий период времени происходят броски тока в сети. А в начальный момент подключения источника к сети броски тока могут достигать сотен ампер. Это приводит к искажению формы сетевого напряжения. Включение в сеть нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, источников электропитания с емкостным фильтром и т. д., приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с высоким процентом содержания высоких гармоник, из-за которых могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования.

Корректор коэффициента мощности и стандарты

Основная задача ККМ — сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать ток от сети не в короткие интервалы, а на протяжении всего периода работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Со стороны сети блок питания будет выглядеть как чисто активное сопротивление. Корректор коэффициента мощности представляет собой преобразователь напряжения с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу. Ступень ККМ в структуре мощного AC/DC-конвертора — это промежуточный источник стабилизированного напряжения, от которого питаются другие конверторы напряжений.

Во всех современных мощных источниках питания широко применяется активная коррекция коэффициента мощности. Использование ступени коррекции коэффициента мощности позволяет повысить КПД преобразования и уменьшить уровень сетевых помех. Необходимость корректора коэффициента мощности (ККМ) в мощных сетевых источниках вторичного электропитания регламентируется требованиями по электромагнитной совместимости ГОСТ Р 51317-2000. Нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования определяет стандарт МЭК IEC 1000-3-2. Для устройств питания аппаратуры связи с марта 2001 г. Минсвязи РФ введен ОСТ 45.188-20-01, в котором указано, что коэффициент мощности оборудования электропитания должен быть не менее 0,95 для устройств с коррекцией мощности.

Структура модуля корректора мощности

Модуль корректора коэффициента мощности (рис. 2) содержит микросхему контроллера ККМ, дроссель, мощный ключ MOSFET, выпрямительный диод, цепи датчика обратной связи и выходную емкость.

Рис. 2. Структура корректора коэффициента мощности

Регулирование и стабилизация выходного напряжения осуществляются ШИМ-сигналом. На схеме не показаны цепи питания, управления режимами и порогами срабатывания защиты. Схема практически ничем не отличается от классических схем импульсных преобразователей напряжения. Стоит отметить лишь несколько особенностей. Для удовлетворения требований стандартов по электромагнитной совместимости преобразование в корректорах всегда осуществляется на постоянной частоте. Обычно при мощности свыше 200 Вт большинство ККМ организованы как бустерные преобразователи, работающие в режиме непрерывной проводимости (РНП) или тока CCM (Continuous Current Mode).

NCP1605 — контроллер корректора коэффициента мощности

NCP1605 — микросхема контроллера корректора коэффициента мощности. Она работает на фиксированной частоте преобразования и в режиме управления Critical Conduction Mode. Для выходной мощности 240 Вт выбран наиболее эффективный режим Frequency Clamped Critical Conduction Mode (FCCrM), поскольку он обеспечивает не только высокую эффективность преобразования, но и низкий уровень ЭМИ. Контроллер NCP1605 работает именно в этом режиме. Схема также имеет встроенную защиту, как от токовой перегрузки, так и для режима с отключенной нагрузкой.

Вторая ступень. Полумостовой резонансный LLC-конвертор

Ступень импульсного источника питания SMPS использует топологию полумостовой LLC резонансной схемы, что значительно повышает эффективность преобразования и позволяет уменьшить уровень ЭМИ, а также улучшить использование развязывающего трансформатора, по сравнению с традиционной топологией (рис. 3). В LLC используется две индуктивности (LL), включенные последовательно — дроссель + первичная обмотка трансформатора, и одна емкость (С).

Рис. 3. Структура полумостового резонансного LLC-конвертора

Полумостовой резонансный преобразователь имеет LLC-топологию и принадлежит к подвиду последовательных резонансных преобразователей (Series Resonant Converters, SRC). Он широко используется в приложениях, где требуется высокая плотность мощности.

Схема полумостового резонансного LLC-конвертора является отличной альтернативой традиционной топологии полумостовой схемы (Half Bridge, HB) по нескольким причинам:

Переключение происходит при переходе напряжения через ноль (Zero Voltage Switching, ZVS) в широком диапазоне нагрузок. Поскольку переключение происходит при низком напряжении на стоке ключа, минимизированы потери на переключении. Это также позволяет значительно снизить уровень ЭМИ по сравнению с топологией HB (полумостовая схема), в которой переключение происходит в более жестких условиях.
Низкий ток во время переключения. Ключ закрывается при низком проходном токе, что обеспечивает низкие потери энергии по сравнению с потерями в топологии HB.
Низкий ток выключения на диодах вторичной цепи: когда конвертор работает в режиме больших выходных токов, выходной выпрямитель переходит в закрытое состояние при условии протекания малого тока, что позволяет уменьшить уровень ЭМИ.
Топология схемы не приводит к увеличению числа компонентов. Общее число компонентов остается такое же, как и в классической схеме с полумостовой топологией.

На рис. 4 показана структурная схема полумостового резонансного конвертора. Полумостовые ключи работают со скважностью 50% и обеспечивают формирование высоковольтных прямоугольных импульсов с амплитудой от 0 до входного напряжения V IN , которое поступает на резонансную схему. Посредством подстройки частоты через генератор, управляемый напряжением, (ГУН) обеспечивается следящая обратная связь. Частота изменяется в зависимости от величины нагрузки.

Рис. 4. Структурная схема полумостового резонансного конвертора напряжения

NCP1397 — контроллер LLC-конвертора

Сердцем полумостового резонансного LLC-конвертора является микросхема контроллера NCP1397. Благодаря патентованной высоковольтной технологии, этот контроллер содержит драйвер MOSFET-транзисторов полумостовой выходной схемы. Напряжение питания полумостовой схемы — до 600 В.

Контроллер имеет многоуровневую встроенную защиту, в том числе блокировку выхода при пропадании входного напряжения, потере сигнала обратной связи с оптопары и т. д. Это позволяет улучшить показатель надежности работы ступени без усложнения дизайна и дополнительных компонентов.

Вторичная цепь источника питания. Синхронный выпрямитель

Зачем нужно синхронное выпрямление? Использование схемы синхронного выпрямления позволяет сократить потери на выпрямлении при больших значениях тока и нагрузки. При использовании обычной диодной схемы, даже на диодах Шоттки, при больших токах значительно возрастает падение напряжения и, соответственно, возрастают потери.

На рис. 5 показаны преимущества использования синхронного выпрямления при высоком выходном токе по сравнению с обычной диодной схемой выпрямителя.

Рис. 5. Сравнение потерь на синхронном выпрямителе и обычном диодном выпрямителе (потери на диодах Шоттки будут больше при больших токах, чем на открытом канале MOSFET-транзистора)

Однако можно заметить, что режим синхронного выпрямления становится неэффективен в зоне малых токов в нагрузке. Для сохранения эффективности в широком диапазоне изменения нагрузки модуль синхронного выпрямления автоматически выключается при малых токах. На рис. 6 показана схема управления синхронными выпрямителями NCP4303 со схемой отключения при малых токах нагрузки.

В этой статье речь пойдет о LLC резонансном импульсном источнике питания (ИИП), для УМЗЧ на базе контроллера IRS27952 (он же IRS27951), так же будет подробно описан упрощенный метод расчета всех элементов для данного импульсного блока питания. Сразу хочется обратить внимание на то, что процесс расчета и изготовления резонансного ИИП весьма сложен и не каждый сможет с ним справиться, поэтому не рекомендуется браться за построение данного блока питания малоопытным радиолюбителям, правильно оценивайте свои силы. Само собой, для изготовления подобного источника питания, в наличии должен быть осциллограф и прибор, позволяющий измерять емкость и индуктивность (LC-метр). Описанный в статье метод расчета - упрощенный, он не учитывает всех нюансов и тонкостей, но его достаточно чтобы построить работоспособный резонансный импульсный источник питания. В статье не будет подробного описания принципа работы резонансных импульсных преобразователей, основной упор будет сделан на описание процесса расчета и изготовления резонансного ИИП.

В чем же преимущества резонансного ИИП в сравнении с "классическим импульсником"? Преимущества резонансного режима - это низкие потери и электромагнитные помехи (которые гораздо проще поддаются контролю и фильтрации), ниже потери восстановления выпрямительных диодов, меньше нагрузка на все элементы блока питания, что дает повышенную надежность и долговечность относительно "классических ИИП", возможность работы на гораздо более высоких частотах без ущерба эффективности, надежности и стоимости. И самый главное преимущество: резонансник - это модно:D

Выходная мощность (расчетная) = 250Вт
Выходная мощность (максимально испытанная) = 276Вт
Выходное напряжение (в диапазоне от 0Вт до 276Вт) = +/- 40В (+/-0.1В)
КПД (при выходной мощности 276Вт) = 92%

Осциллограммы формы тока через первичную обмотку резонансного трансформатора (при разных значениях выходной мощности):

Описываемый ИИП имеет в наличии софт-старт, защиту от короткого замыкания в нагрузке и стабилизацию выходного напряжения, которая точно поддерживает выходное напряжение преобразователя на одном уровне, во всем диапазоне выходных мощностей. При работе на выходной мощности до 200Вт, нет никакого ощутимого нагрева, ни одного из элементов блока питания. Силовые ключи на радиатор не устанавливались. При выходной мощности 276Вт, ключи становятся едва ощутимо теплыми, но уже ощутимо начинает разогреваться первична обмотка трансформатора. Защита от КЗ работает исправно. При замыкании выхода преобразователя, прекращается генерация, блок питания переходит в спящий режим и находится в нем до того момента пока короткое замыкание не будет устранено. После устранения короткого замыкания, по прошествии определенного времени, блок питания самостоятельно перезапускается и продолжает работу в нормальном режиме.

Схема резонансного импульсного источника питания на базе IRS27952:

Подробно описывать принцип работы схемы не буду, остановлюсь лишь на отдельных моментах. Первоначальный запуск преобразователя происходит через цепь из резисторов R16, R10, R7 и R6. Дальнейшее питания контроллера осуществляется от цепи самопитания (R14, C8, VD4, VD7). Стабилитрон VD2 поддерживает напряжение питания контроллера на одном уровне - 16В. Хочу обратить внимание, что IRS27952, в отличает от например IR2153 и IR2161, не имеет встроенного стабилитрона, поэтому применение внешнего стабилитрона строго обязательно, иначе контроллер гарантированно выйдет из строя. Конденсаторы C3 и C5 сглаживают пульсации и устраняют помехи в цепи питания IRS27952. Цепочки резисторов R1, R2, R3 и R5, R9, R15 - предназначены для разрядки конденсаторов после отключения сетевого питания преобразователя. Отдельное внимание следует уделить следующим элементам: Rfmin, Rfmax, Rfss, Ct, Css - это частото и время задающие элементы преобразователя, их номиналы необходимо рассчитывать под ваши конкретные задачи, об этом будет далее. Стабилитроны VD10 и VD13, так же подбираются под необходимое вам выходное напряжение: суммарное напряжение стабилизации двух стабилитронов должно быть равно расчетному значению выходного напряжения одного плеча, в данном случае для получения выходного напряжения +/-40В, применены два стабилитрона по 20В. Пожалуй это все что можно рассказать о схеме, принципиально она мало отличается от любой из схем импульсного преобразователя, выполненного на контроллерах от International Rectifier (теперь уже - Infineon). Самое время перейти к расчету.

Расчет резонансной цепи. Для расчета нам потребуется программа ResonantSMPS из состава пакета , авторства Старичка. Сразу скажу, что метод расчета описанный далее, является упрощенным и опытный глаз сможет найти в нем некоторые упущения, сделано это намерено, ради того чтобы максимально упростить расчет, чтобы максимальное числом неподготовленных радиолюбителей смогло повторить данный резонансный ИИП. И так, открываем программу и вводим исходные данные:

На первом этапе вводим все исходные данные как на скриншоте выше (дальше мы будем их корректировать). Все что вам нужно выбрать самостоятельно - это выходное напряжение. В окошке напротив "Номинальное напряжение, В", вводим необходимое вам напряжение. Например, если вам необходимо двухполярное выходное напряжения +/-40В, то вводим 80В (80В=40В+40В). Повторюсь: необходимо подобрать номиналы стабилитронов VD10 и VD13, таким образом, чтобы их суммарное напряжение стабилизации было примерно равно необходимому вам выходному напряжению ИИП (напряжению одного плеча). То есть, если вам необходимо выходное напряжение +/-40В, то необходимо использовать два стабилитрона по 20В, если необходимо например +/-35В, то стабилитрон VD10 на 30В и стабилитрон VD13 на 5,1В. Номинальный ток вычисляем из необходимой нам выходной мощности блока питания и напряжения. Допустим мы хотим получить ИИП с выходной мощностью 200Вт, значит нам необходимо желаемые 200Вт разделить на номинальное напряжение, в нашем случае 200Вт/80В и получится номинальный ток = 2,5А - это значение вписываем в соответствующее окошко программы. Прямое падение на диодах указываем 1В. Если вы знаете точное значение падения напряжения на диоде, то указывайте его, но в любом случае можно указывать прямое падение на диодах равно одному вольту, на точность расчета это почти никак не повлияет, на работоспособность тем более. Далее выбираем тип выпрямления - мостовое. И вводим желаемые диаметры проводов, которыми вы будете наматывать трансформатор. Диаметр провода не должен быть более 0,5мм, лучше использовать более тонкий провод и мотать в несколько жил. После этого выбираем подходящий сердечник:

Я использовал сердечник ETD29 и поэтому на плате посадочное место сделано под этот тип и размер сердечника, под любой другой сердечник придется корректировать печатную плату. А вам необходимо выбрать такой сердечник, чтобы он подходил по габаритной мощности и вся обмотка уместилась на его каркасе. После выбора сердечника, жмем кнопку "Рассчитать" и смотрим что у нас получилось:

Сразу нужно выставить минимально возможную величину немагнитного зазора, равную той, что предлагает программа (в моем случае 0,67мм) и снова нажать кнопку "рассчитать". После этого смотрим только на одну строку - это "емкость резонансного конденсатора". Чтобы упростить себе жизнь и не тратить свое время и силы на подбор нестандартной емкости из нескольких последовательно-параллельно соединенных конденсаторов, меняем значение резонансной частоты в соответствующем окошке программы, таким образом, чтобы емкость резонансного конденсатора получилась равна какому-либо стандартному значению емкости. В моем случае емкость резонансного конденсатора получилась 28нФ, ближайшее стандартное значение 33нФ, к этому значению и будем стремиться.

При манипуляциях с резонансной частотой, величину зазора всегда нужно устанавливать минимальной или очень близкой к минимальному значению что предлагает программа. Резонансную частоту я рекомендую выбирать в диапазоне 85 - 150кГц.. В моем случае резонансная частота, соответствующая "удобной" резонансной емкости, получилась 90кГц. Все самые главные цифры которые вам нужно запомнить, записать, заскринить, которые понадобятся в дальнейшем:

Значения в красных прямоугольниках понадобятся вам при намотке трансформатора. Хочу обратить внимание, что число витков вторичной обмотки соответствует введенному значению выходного напряжения - 80В. Если мы хотим получить блок питания с двухполярным выходным напряжением +/-40В, необходимо мотать не одну, а две вторичные обмотки, в данном случае две обмотки по 12-13 витков (полученные 25 витков делим на два). Для дальнейших расчетов нам нужно взглянуть на передаточную характеристику (для этого нужно на нажать на соответствующую кнопку в левом верхнем углу окна программы):

Запоминаем значения Fmin и Fmax. У нас они равны: Fmin=54кГц, Fmax=87кГц. Эти значения нам будут нужны для дальнейших расчетов.

Расчет номиналов обвязки IRS27952. В самом конце этой статьи нужно скачать файл NominaliObvyazki.xlsx . Для открытия его вам потребуется Microsoft Excel. Открываем файл и видим следующее:

Осталось только ввести наши Fmin и Fmax полученные выше и получить все номиналы обвязки IRS27952. Единственное, нам нужно выбрать емкость конденсаторы Ct, который задает величину мертвого времени. По хорошему, для этого потребовался бы достаточно сложный расчет, который необходимо выполнять исходя из параметров применяемых ключей, но поскольку у нас расчет упрощенный, я рекомендую просто использовать в качестве конденсаторы Ct, конденсатор с емкостью 390-470пФ. Этой емкости и соответствующего ему - мертвого времени, будет достаточно чтобы не перейти в режим жесткого переключения, при применении большинства популярных ключей, таких как как IRF740, STP10NK60, STF13NM60 и указанных в схеме 2SK3568. Оптимальная продолжительность софт-старта - 0,1 сек, можно установить большую продолжительность до 0,3 сек, больше не имеет смысла (при выходной емкости конденсаторов ИИП до 10000мкФ). Вводим наши Fmin и Fmax и получаем:

Все номиналы обвязки (кроме емкости конденсатора софт-старта), автоматически округляются до ближайших стандартных значений. Тут же можно видеть фактические значения минимальной, максимальной частот и частоты софт-старта, которые получатся с применяемыми стандартными номиналами обвязки. Емкость конденсатора софт-старта набирается из нескольких конденсаторов, керамических SMD и электролитического, для этого предусмотрено достаточно места на печатной плате. На этом расчет можно считать оконченным.

Реализация резонансной цепи. В резонансную цепь входят: резонансный трансформатор, резонансная емкость и дополнительный резонансный дроссель (если он необходим). Номинал резонансной емкости нам уже известен. Резонансный конденсатор должен быть пленочным, типа CBB21 или CBB81, допускается так же CL21 (но не рекомендуется). Напряжение конденсатор должно быть не менее 630В, лучше 1000В. Связано это с тем, что максимально допустимое напряжение на конденсаторе зависит от частоты тока через конденсатор, конденсатор на 400В проживет не долго. И теперь самое интересное - резонансный трансформатор. Для его намотки у нас есть все необходимые исходные данные. Как мотать? Вариантов есть несколько. Первый вариант: мотать как обычный трансформатор - мотаем первичку на всю ширину каркаса, после мотаем вторичку на всю ширину каркаса (или наоборот, сначала вторичку, потом первичку). Второй вариант: мотать вторичку на всю ширину каркаса, а первичку на половину или на треть ширины каркаса (или наоборот - первичку на всю ширину, а вторичку на половину или треть ширины каркаса). И третий вариант: использовать секционную намотку, когда первичная и вторичная обмотки полностью разделены. Для этого потребуется либо специальный секционированный каркас или такой каркас придется сделать самому, разделив каркас пластиковой перегородкой.

Зачем это и что это дает? Первый вариант - самый простой, но дает минимальную индуктивность рассеивания. Второй вариант - очень неудобный в намотке, дает среднюю по величине индуктивность рассеивания. Третий вариант - дает самую высокую и самую предсказуемую величину индуктивности рассеивания, кроме того наиболее удобный в намотке способ. Вы можете выбирать любой из вариантов. После того как вы определились с вариантом намотки и намотали нужное количество витков первичной и вторичной обмоток, необходимо изменить получившуюся индуктивность рассеивания первичной обмотки получившегося трансформатора. Для этого необходимо собрать трансформатор. На этом этапе склеивать части сердечника и вводить зазор не нужно (от величины зазора, наличия его или отсутствия, индуктивность рассеивания не зависит), достаточно временно стянуть сердечник изолентой. Необходимо, с помощью пайки, надежно замкнуть все выводы вторичной обмотки между собой и измерить индуктивность первичной обмотки. Полученное значение индуктивности и будет индуктивностью рассеивания первичной обмотки трансформатора. Допустим у вас получилась индуктивность рассеивания 50мкГн. Сравниваем получившееся значение с расчетным значением Lr, которое вы рассчитали выше:

Не сошлось! Надо 94мкГн, а у нас получилось 50мкГн. Что делать? Главное не паниковать! Такое бывает, обязательно будет у вас и это абсолютно нормально. Устранить это несоответствие нам поможет дополнительный резонансный дроссель. Но, если еще не забыли, чуть выше я писал про три варианта намотки трансформатора?! Так вот, первый способ дает самую низкую индуктивность рассеивания и используя его, вам гарантированно понадобится дополнительный дроссель. Второй вариант дает среднюю по величине индуктивность рассеивания и дроссель скорее всего вам все равно понадобится, но не с такой большой индуктивностью, как при использовании первого варианта. А вот в случае использования третьего варианта, возможно сразу получить необходимую индуктивность рассеивания первичной обмотки трансформатора, без использования дополнительно резонансного дросселя. Необходимая индуктивность рассеивания, при третьем варианте намотки, получается правильным выбором соотношения ширины намотки первичной и вторичной обмоток. Возможно даже что вам повезет и вы сможете угадать с шириной намотки первички и вторичек, и сходу получить нужную индуктивность рассеивания (как это получилось у меня). Но если вам не повезло и измеренная индуктивность рассеивания и необходимое расчетное значение не совпали, то необходимо использовать дополнительный резонансный дроссель. Индуктивность дросселя должна быть равна: расчетное значение Lr минус получившееся реальное значение индуктивности рассеивания первичной обмотки. В нашем случае: 94мкГн-50мкГн=44мкГн - именно такой должна быть индуктивность дополнительного резонансного дросселя, который на схеме и на плате показан как Lr. На чем мотать? Мотать правильнее всего на кольце из материала -2 или -14, выглядят такие кольца следующим образом:

Для намотки резонансного дросселя так же допускается использовать ферритовые кольца (зеленые или синие), но обязательно с зазором. Величина зазора выбирается произвольно. Для колец из материала -2 и -14 зазор не нужен. Мотать резонансный дроссель необходимо тем же проводов и тем же количеством жил что и первичную обмотку трансформатора. Количество витков должно быть таким, чтобы получить необходимое значение индуктивности, в нашем случае 44мкГн. И когда дроссель (если он оказался необходим) и резонансный трансформатор намотаны, необходимо подогнать индуктивность его первичной обмотки к расчетному значению. Выше мы уже вычислили какой должна быть полная индуктивность первичной обмотки трансформатора. В случае если реальная индуктивность рассеивания совпала с расчетным значением резонансной индуктивности и дополнительный резонансный дроссель оказался не нужен, то индуктивность первичной обмотки, подбором величины зазора в сердечнике трансформатора, подгоняется под расчетное значение:

То есть, необходимо, постепенно увеличивать зазор между частями сердечника трансформатора, пока измеренная индуктивность первичной обмотки трансформатора не станет равной нашему расчетному значению - 524мкГн. Но это только в случае, если не будет использоваться дополнительный резонансный дроссель. Если дополнительный дроссель будет присутствовать, то из расчетного значения полной индуктивности первичной обмотки, необходимо вычесть индуктивность этого дополнительного дросселя. В нашем случае получается 524мкГн-44мкГн=480мкГн, именно такой должна получится индуктивности первчиной обмотки нашего трансформатора. Индуктивность первичной обмотки измеряется с разомкнутыми вторичными обмотками. После достижения необходимого значения индуктивности первичной обмотки трансформатора, можно считать трансформатор и резонансный дроссель готовыми, а расчет оконченным.

Как убедиться что все получилось, что получившийся ИИП действительно резонансник? Необходимо с помощью осциллографа смотреть форму тока через первичную обмотку трансформатора. Для этого, в случае наличия дополнительного резонансного дросселя, на него наматывается временная пробная обмотка из 2-3 витков тонкого провода, нагружается на резистор сопротивлением 330-750Ом, а к этой обмотке подключается осциллограф. Форма тока должна быть синусоидальной или близкой к синусоидальной (примерно такой, как показано на моих осциллограммах выше). Если резонансного дросселя нет, то на его место, временно устанавливается токовый трансформатор. Он представляет из себя ферритовое кольцо с обмоткой содержащей 40-50 витков тонкого провода, нагруженная на резистор 330-750Ом, к которой подключается осциллограф и второй обмоткой из одного витка, которая включается на место резонансного дросселя.

Немного фотографий:

В завершении статьи хочу поблагодарить за предоставленные для опытов микросхемы IRS27952 и другие SMD элементы!

Спасибо за внимание!

Список радиоэлементов

Обозначение	Тип	Номинал	Количество	Примечание	Мой блокнот
	LLC Резонансный ИИП на базе IRS27952

R6	Резистор	0 Ом	1	SMD1206	В блокнот
R4, R11, R13	Резистор	4.7 Ом	3	SMD1206	В блокнот
R8, R12	Резистор	22 Ом	2	SMD1206	В блокнот
R17	Резистор	750 Ом	1	SMD1206	В блокнот
R18, R19	Резистор	24 кОм	2	SMD1206	В блокнот
R1, R2, R3, R5, R9, R15	Резистор	120 кОм	6	SMD1206	В блокнот
R7, R10, R16	Резистор	270 кОм	3	SMD1206	В блокнот
R14	Резистор	4.7 Ом	1	Выводной, 0.25Вт	В блокнот

Rfmin	Резистор	*	1	SMD1206	В блокнот
Rfss	Резистор	*	1	SMD1206	В блокнот
Rfmax	Резистор	*	1	Выводной, 0.25Вт	В блокнот

C2	Конденсатор пленочный	100 нФ	1	CL21, 400В	В блокнот
C4, C7	Конденсатор пленочный помехоподавляющий	100 нФ	2	X2, 275В	В блокнот
C8	Конденсатор керамический	1 нФ	1	630/1000В	В блокнот
C6, C5	Конденсатор керамический	100 нФ	2	SMD1206, 50В	В блокнот
C11, C12, C13, C14, C15, C16	Конденсатор керамический	1 мкФ	6	SMD1206, 50В	В блокнот
C3		10 мкФ	1	25В	В блокнот
C1	Конденсатор электролитический	220 мкФ	1	400В

в идеале метод, использующий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), является ответом на поиски практически совершенного стабилизированного источника питания. Мы уже говорили, что в импульсном источнике ключ либо включен, либо выключен и управление осуществляется с нулевым рассеянием мощности, в отличие от линейного стабилизатора, где стабилизация происходит из-за рассеяния мощности в проходном элементе. В реальных условиях, широтно-импульсная модуляция дает разумный подход к переключению без потерь за счет более низкой частоты переключения, например, в диапазоне 20 – 40 кГц. Глядя на ситуацию с другой стороны, может сказать, почему этот частотный диапазон так долго был популярен.

От самого начала стабилизации с помощью ШИМ, конструкторы пытались продвигаться в сторону более высоких частот, поскольку при этом можно уменьшить размеры, вес и стоимость магнитного сердечника и конденсаторов фильтра. При высокой частоте переключения появляются и другие преимущества. Используя более высокие частоты можно ожидать уменьшение радиопомех и электромагнитных шумов; можно ожидать меньших проблем при экранировке, развязке, изоляции и ограниче-

НИИ в схеме. Можно также ожидать более быстрого срабатывания, а также снижения выходного сопротивления и величины пульсаций.

Главным препятствием на пути применения более высоких частот были практические трудности создания быстрых и достаточно мощных переключателей. Из-за того, что невозможно достичь мгновенного включения и выключения коммутатора, на нем во время переключения имеется напряжение и одновременно через него протекает ток. Другими словами, трапецеидальные, а не прямоугольные колебания характеризуют процесс переключения. Это, в свою очередь, приводит к потерям переключения, которые сводят на нет теоретически высокий к.п.д. идеального коммутатора, который мгновенно включается, имеет нулевое сопротивление во включенном состоянии и мгновенно выключается. На рис. 18.2 сравнивается ШИМ и режим переключения в резонансном режиме, который будет рассмотрен подробнее.

Рис. 18.2. Осциллограммы, показывающие разницу между ШИМ и резонансным режимом. При ШИМ потери переключения появляются из-за одновременного протекания тока через коммутатор и наличия напряжения на нем. Обратите внимание, что эта ситуация отсутствует при резонансном режиме работы, который для стабилизации напряжения использует частотную модуляцию (ЧМ).

Из вышесказанного очевидно, что на идеальном переключателе не должно быть никакого падения напряжения во время включенного состояния. Все эти рассуждения говорят о том, что высокий к.п.д. был трудно достижимой задачей, особенно при высоких частотах переключения до тех пор, пока не был достигнут прогресс в создании импульсных полупроводниковых приборов. Следует указать также, что одновременно был необходим прогресс в создании других устройств, таких как диоды, трансформаторы и конденсаторы. Надо отдать должное работникам всех областей техники за то, что частота переключения при использовании широтно-импульсной модуляции была повышена до 500 кГц. Тем не менее, на высоких частотах, скажем на частоте 150 кГц, лучше рассмотреть другой метод. Итак, мы приходим к резонансному режиму работы источника питания.

Стабилизированный источник питания, использующий резонансный режим, действительно представляет собой большой скачок вперед в развитии технологии. Хотя надо сказать, что использование резонансных явлений в инверторах, преобразователях и источниках питания предшествует эре полупроводников. Оказалось, что при использовании резонансных явлений часто удавалось получить хорошие результаты. Например, в первых телевизорах необходимые высокие напряжения для кинескопа получали с помощью радиочастотного источника питания. Это был работающий на частоте от 150 до 300 кГц генератор синусоидальных колебаний на электронной лампе, в котором повышение переменного напряжения достигалось в резонансном радиочастотном трансформаторе. По существу подобные схемы все еще используются для создания напряжений, по крайней мере, несколько сотен тысяч вольт для различных промышленных и научно-исследовательских целей. Более высокие напряжения часто достигаются благодаря совместному применению резонансного режима работы и диодного умножителя напряжения.

Также давно было известно, что резонансные выходные цепи инвертора стабилизируют работу электродвигателей и сварочного оборудования. Обычно в разрыв провода, ведущего от источника постоянного напряжения к инвертору, включалась катушка с большой индуктивностью. При этом инвертор ведет себя по отношению к нагрузке как источник тока, что дает возможность легче удовлетворить условию существования резонансных явлений. В этом случае существующие тиристорные инверторы правильнее назвать квазирезонансными - колебательный контур периодически подвергается ударному возбуждению, но непрерывные колебания отсутствуют. Между импульсами возбуждения, колебательный контур отдает запасенную энергию в нагрузку. Примеры упоминавшихся схем приведены на рис. 18.3, 18.4 и 18.5.

Из сказанного выше должно бьггь ясно, что широкое использование резонансного режима работы началось после создания специализированных ИС управления. Эти ИС освободили конструкторов от проблем со сбоями, которые неизбежно сопутствуют стремлению использовать резонансный режим на частотах несколько сот килогерц ити несколько МГц, где малые размеры компонент могут дать заметное сокращение габаритов, веса и стоимости.

Рис. 18.3. Пример резонансного высоковольтного источника, работающего в радиочастотном диапазоне. Это восстановленная старая схема использует электронные лампы в генераторе Мейснера. Рабочая частота определяется повышающей обмоткой Z1 и ее собственной распределенной емкостью. Никакой стабилизации частоты не предусматривается.

Рис. 18.4. Пример запускаемого током инвертора с резонансным контуром на выходе. Обратите внимание на присутствие катушки с большой индуктивностью L в цепи питания и конденсатора, входящего в состав резонансного контура на выходе. Подобный метод применим и к инверторам с самовозбуждением. Эти схемы обычно не имеют стабилизации.

Рис. 18.5. Пример квази-резонансного инвертора с одним тиристором. Выбирая соответствующий тиристор, можно получить выходную мощность нескольких киловатт и частоту переключения около 30 кГц. Если частота пульсаций немного ниже резонансной частоты последовательного XС-контура, то на нагрузке будет хорошее синусоидальное напряжение. Стабилизация в схеме отсутствует. General Electric Semiconductor Products Dept.

Интересно, что резонансный стабилизатор напряжения имеет много общего с давно популярной схемой широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Действительно, согласно структурной схеме, источник импульсов постоянной длительности и переменной частоты вместе с резонансным «контуром» используется вместо схемы ШИМ. В процессе работы из-за наличия ZС-контура через коммутатор или протекает ток, или к нему приложено напряжение, имеющие форму отрезков синусоиды. Форма сигналов при переключении, в отличие от высокочастотных ШИМ схем, такова, что никогда не бывает одновременного присутствия напряжения на коммутаторе и протекания через него тока. Поэтому потери коммутации пренебрежимо малы даже при высоких частотах.

Рис. 18.6 иллюстрирует резонансный режим работы. Сигнал ошибки получен также, как в источниках питания с ШИМ, то есть как разность между выходным и опорным напряжениями. Это напряжение рассогласования поступает на генератор, управляемый напряжением, выходной сигнал которого запускает ждущий мультивибратор. Схема модуляции, по существу, является преобразователем напряжение – частота. Импульсы ждущего мультивибратора, имеющие фиксированную длительность и переменную частоту повторения, поступают на вход коммутато-ра(ов). Часто на выходе ждущего мультивибратора включают усилитель мощности, чтобы обеспечить более высокое мгновенное значение тока и низкое сопротивление. В качестве коммутаторов обычно применяется один или два мощных МОП-транзистора.

Выход коммутатора(ов) связан с резонансным Z С-контуром и выходным трансформатором. Видно, что амплитуда почти синусоидального напряжения, приложенного к первичной обмотке трансформатора, зависит от близости резонансной частоты ZС-контура к величине, обратной фиксированной длительности импульсов переменной частоты, поступающих от коммутатора. Таким образом, стабилизацию постоянного выходного напряжения можно реализовать с помощью частотной модуляции. Слишком высокая добротность Z С-контура будет препятствовать выделению мощности, а очень низкая вызовет чрезмерно большие пиковые значения тока в коммутаторе.

Рис. 18.6. Упрощенная схема резонансного стабилизированного источника питания. В первом приближении можно считать, что здесь вместо широтно-импульсного модулятора в популярном ШИМ стабилизаторе применен преобразователь напряжение – частота.

Резонансный режим может быть получен разными путями: можно использовать или последовательный, или параллельный L С-контур. А номинальная рабочая частота может быть как ниже, так и выше собственной резонансной частоты Z С-контура. В любом случае стабилизация требует работы на падающем участке резонансной кривой. На рис. 18.6, индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора достаточно высока, так что практически не влияет на резонансную частоту Z С-контура.

Для того, чтобы избежать недоразумений из-за неаккуратных высказываний в технической литературе, хорошо бы вспомнить следующие факты, относящиеся к резонансным стабилизаторам:

В резонансном Z С-контуре колебания всегда происходят на его резонансной частоте независимо от частоты импульсов, с помощью которых осуществляется ударное возбуждение. Однако в большинстве случаев условия для существования свободных колебаний отсутствуют. На схему выпрямителя поступают полупериоды синусоидального колебания.

Одна из наиболее популярных схем использует последовательный резонансный контур, в котором выходную мощность получают от конденсатора через высокоомную первичную обмотку выходного трансформатора. Такой источник соответственно называется преобразователем или стабилизатором с последовательным резонансом и параллельной нагрузкой. К сожалению, иногда об этих устройствах говорят как о схемах с параллельным резонансом (рис. 18.7В).

В идеале существует два способа получения почти нулевых потерь при коммутации. Один с переключением при нулевом токе, который является наиболее популярным и допускает работу с частотами около 2 МГц, а другой с переключением при нулевом напряжении, позволяющий работать на частоте до 10-МГц. Переключение при нулевом токе использует для ударного возбуждения контура импульсы постоянной длительности и переменной частотой повторения. Фиксированный интервал времени между импульсами используются в режиме переключения с нулевым напряжением.

Чаще всего (особенно при переключении с нулевым током) диапазон изменения частоты распространяется от низких частот до 80 % от резонансной частоты контура. Это обеспечивает время, достаточное для того, чтобы ток катушки индуктивности уменьшился до нуля или стал отрицательным. Импульс, определяющий время включенного состояния.

заканчивается, когда ток принимает отрицательное значение; момент его окончания не очень критичен. Отрицательный ток катушки индуктивности подразумевает, что ток теперь течет не через мощный МОП-транзистор, а через фиксирующий диод. Длительность импульса определяется RC-цепью, подключенной к управляющей ИС. Величины R и С удобно определять по графикам, предоставляемым изготовителем ИС. Типичные данные, иллюстрирующие выбор величины RC для определения длительности импульса, а также частоты генератора показаны на рис. 18.8.

Рис. 18.8. Примеры графиков для определения параметров резонансного стабилизированного источника. Эти кривые соответствуют ИС GP605, но типичны для схем других изготовителей. (А) Допустимые комбинации емкости и сопротивления в зависимости от максимальной частоты генератора. (В) Допустимая емкость в зависимости от минимальной частоты генератора. (С) Комбинация резистора и емкости для выбранной длительности импульса. В зависимости от того, имеем дело со схемой А или В, ЛС-цепи будут разными. Gennum Соф.

Надо быть уверенным, что «частота переключения» соответствует частоте, с которой импульсы поступают на резонансный контур. Не обязательно это частота генератора в управляющей ИС. В двухтактном импульсном источнике питания частота генератора будет вдвое выше частоты переключений. Для однотактных ИИП эти частоты обычно совпадают.

К переключению без потерь приближается источник, работающий в прерывистом режиме. Это просто означает, что на каждый импульс должен быть только один период колебаний в Z С-контуре. Практически это требует наличия «мертвого времени» между завершением одного цикла колебания и появлением следующего импульса. Вот почему частота повторения импульсов не должна приближаться к резонансной частоте

LC-контура. Удоалетворсние этого требования приводит к некоторому уменьшению выходной мощности.

Стабилизация основана на том, что энергия, запасенная в? С-контуре максимальна, когда частота повторения импульсов, осуществляющих ударное возбуждение ZC-контура, близка к его резонансной частоте. Отклонение частоты импульсов от этого оптимального условия, приводит к тому, что будет получена меньшая мощность. Поскольку резонансная частота остается постоянной, то для осуществления стабилизации изменяется упомянутое выше «мертвое время».

В резонансные источники питания часто вводят защиту по току, что делает их похожими на источники с ШИМ, имеющими такую защиту. Действительно, можно найти ссылку на работу резонансного источника S режиме ограничения тока. Однако имеется существенное отличие. В системе с ШИМ учитывается нарастание тока, и ограничение максимального тока источника происходит в любой момент в пределах всего цикла. В резонансном источнике, учитывается часть синусоидального колебания; это допускает ограничение максимального тока ИИП, но не мгновенно. 8 обоих случаях доспигается защита, но в резонансных источниках не так быстро или точно, как в источниках с ШИМ, имеющих токовую защиту. В источниках с ШИМ слежение за величиной тока реализует стабилизацию с прямой связью; в резонансных источниках считы-ватше величины тока приводит к использованию метода выключения.

Последнее, но самое существенное, коммутаторы в резонансных ИИП не испытывают одновременного воздействия напряжения и тока во время процесса переключения. Это приводит к высокому к.п.д. со значительным уменьшением р^ассеиваемой мощности в коммутаторах, что в свою О’щ^едь ©сдабляет температурные ароблемы, сптеобствуя высокой плотности компоновки элементов.

Статьи по теме:

Как избавиться от венца безбрачия?

Полное собрание и описание: молитва для снятия венца безбрачия для духовной жизни верующего человека.Одиноких людей, не встретивших свою вторую половинку, становится все больше. Поэтому интерес к теме, как снять «венец безбрачия» все больший. Приведем про

Аллергия у грудничка, что делать, как лечить Аллергия на продукты у новорожденных

Выберите рубрику Аллергические заболевания Симптомы и проявления аллергии Диагностика аллергии Лечение аллергии Беременные и кормящие Дети и аллергия Гипоаллергенный быт Календарь аллергии Когда речь идет о медицине, очень важно понимать: ребенок – это не

Как проявляется аллергия у грудничка — волнующий мам вопрос Продукты вызывающие аллергию у грудничков при грудном вскармливании

Одной из наиболее частых проблем, с которой сталкиваются мамы малышей, является аллергия. Иммунная система ребенка, недавно появившегося на свет, не всегда справляется с окружающими раздражителями. И в результате родители слышат от докторов, что у их крох

Что можно сделать из шоколадного мороженого

Раздел: Домашнее мороженое 2 -я страница ДЕСЕРТЫ ИЗ ГОТОВОГО МОРОЖЕНОГО Разнообразные вкусные и эффектные на вид праздничные десерты можно приготовить в домашних условиях из покупного мороженого. Можно использовать любое мороженое - в бумажных ст

2024-04-21 00:26:35	Рецепт и советы, как приготовить биточки из фарша в духовке
2024-04-19 00:25:38	Макароны с тушенкой по-флотски
2024-04-18 00:21:35	Что предвещает крыжовник во сне?
2024-04-17 00:23:29	Влияние рэперов на жизнь подростков
2024-04-16 00:23:33	Лев – дикое животное Африки: описание, фото и картинки, видео со львами
2024-04-14 00:24:52	Научно-исследовательская работа: интересные темы для школы Школьные исследовательские работы
2024-04-10 00:23:52	Пахнет жареным. Почему запахло жареным? Надо хорошенько хлюпнуть
2024-04-07 00:25:55	Постные блюда от батюшки гермогена
2024-04-07 00:25:55	Die Antwoord — перевод песен Die antwoord перевод песен
2024-04-06 00:21:42	Совместимость по дате рождения

2024-04-05 00:23:49	Пшенная и рисовая каша в мультиварке "поларис"
2024-04-04 00:23:47	Руны древних славян и их значение
2024-04-01 00:24:34	Внеземное происхождение человечества
2024-03-31 00:23:40	Оборотные средства: формулы
2024-03-30 00:28:25	Итальянская кухня — Шарлотка по-итальянски (Torta di mele) Итальянская шарлотка с яблоками рецепт
2024-03-28 04:30:29	Формирование регламентированных отчетов
2024-04-25 00:23:39	Как избавиться от венца безбрачия?
2024-04-23 00:21:30	Аллергия у грудничка, что делать, как лечить Аллергия на продукты у новорожденных
2024-04-23 00:21:30	Как проявляется аллергия у грудничка — волнующий мам вопрос Продукты вызывающие аллергию у грудничков при грудном вскармливании
2024-04-22 00:23:52	Что можно сделать из шоколадного мороженого
2024-04-21 00:26:35	Рецепт и советы, как приготовить биточки из фарша в духовке
2024-04-19 00:25:38	Макароны с тушенкой по-флотски